RFID 리더용 소형 플라이백 전원 모듈 설계

최근 몇 년간 고집적 칩 개발에 따라 스위칭 전원 기술이 소형화, 고주파화, 고효율화 방향으로 발전해 왔습니다. 고집적 제어 칩은 필요한 주변 부품을 단순화하여 설계 소프트웨어에 의존해 스위칭 전원 설계를 비교적 쉽게 만들었습니다. 그러나 고집적 문제는 설계 자유도 저하, 칩 가용성 저하, 가격 저하로 이어집니다. 각 제조업체가 개발한 설계 소프트웨어는 일부 특수 칩만 시뮬레이션할 수 있습니다. 실제 적용에서는 우수한 동작 조건으로 제품 요구사항에 맞는 스위칭 전원을 설계하는 것이 중요합니다. RFID 전원 모듈 요구사항을 기반으로 220VAC에서 0.5VDC, 크기 88mm × 70mm의 스위칭 전원을 설계했습니다. 태그 읽기 과정에서 동작 전류가 1.5A에 가까우므로 설계된 스위칭 전원 최대 출력 전류를 3A로 설정했습니다.

상대적으로 낮은 출력 전력의 소형 설계에서 Erickson R W 이론에 따르면 플라이백 스위칭 전원의 전력 스위치 가용도 0.385가 일반 충격, 풀 브리지, 하프 브리지 유형 0.353보다 높습니다. 따라서 플라이백 컨버터 구조를 선택했습니다. 피드백 설계와 전류 모드 컨트롤러 장점을 고려하여 전류 모드 PWM 제어 칩 UC3842를 선택했습니다.

UC3842 칩을 적용한 스위칭 전원에서 주변 회로 설계는 비교적 쉽습니다. 전류 모드 PWM 제어 칩 구조는 루프 내 인덕턴스가 가져오는 이중 극점을 제거하여 피드백 루프 설계를 효과적으로 단순화합니다. 출력 단자 피드백 방식을 적용하며 안정전압 튜브 TL431과 옵토커플러로 구성됩니다. UC3842 기반 설계에서 설계자는 플라이백 구조의 각 모듈을 독립적으로 설계하는 경향이 있으며, 인접 회로와 피드백 회로 설계에 중점을 두고 다른 회로 설계는 소홀히 합니다. 예를 들어 Middlebrook 박사의 추가 요소 정리에 따르면 입력 필터 입력 임피던스가 컨버터 입력 임피던스보다 훨씬 작아야 합니다. 그렇지 않으면 회로에 변동이 발생할 수 있습니다. 이 설계는 입력 필터 회로 설계, 슬로프 보상, 그라운드 회로 설계 등 인접 회로 설계를 신중하게 논의합니다. 설계 방안은 Saber 시뮬레이션으로 결정하고 RFID 디버깅을 통해 요구사항 적합성과 안정성을 검증했습니다.

플라이백 스위칭 전원 기본 이론

스위칭 전원 기본 설계 이론은 VAC를 VDC로 변환하여 IC 칩 전원 공급을 위해 DC를 HFAC로 변경한 후 다시 DC 출력으로 변환하는 것입니다. 피드백은 출력 DC 샘플링으로 출력 전압을 안정화하고 입력 IC가 스위치를 제어합니다. 스위칭 전원 이론은 그림 1에 나와 있습니다.

플라이백 스위칭 전원 제어 컨버터에는 전류 모드 이중 폐루프 구조가 적용됩니다. 플라이백 컨버터 특징은 스위칭 튜브 닫힘 상태에서 트랜스포머 한 쪽 코일 인덕턴스 에너지가 정류 다이오드를 통해 캐리어에 전원을 공급하고, 스위칭 튜브 열림 상태에서는 트랜스포머 코일 내부에 에너지가 저장되며 출력은 출력 커패시터에 저장된 에너지로 제공됩니다. 플라이백 컨버터 회로도는 그림 2와 같습니다.

출력 검출 저항 R₁, R₂로 검출된 전압이 기준 전압 Vref보다 낮으면 오차 증폭기를 통해 오차가 상승하고 스위칭 튜브 Q₁이 열립니다. 트랜스포머 1차 인덕턴스와 전류는 (Vg - Von)/Lm 기울기로 상승합니다. 샘플링 저항 Rs가 1차 인덕턴스와 전류를 샘플링 전압으로 변환합니다. 샘플링 저항 Rs 상 샘플링 전압과 오차 전압 비교를 기반으로, 샘플링 저항 Rs 전압이 오차 전압보다 높은 값으로 상승하면 로우 레벨이 출력되고 다음 클럭이 올 때까지 스위칭 튜브가 닫힙니다. 플라이백 스위칭 전원은 출력 전원 인덕터가 필요 없으며 트랜스포머 인덕턴스를 직접 전원에 적용할 수 있어 단순한 토폴로지 구조를 가집니다. 제어 회로는 주로 전류 모드 PWM 칩 UC3842와 주변 회로에 의존합니다.

전류 모드 PWM 칩 UC3842

이 설계에 적용된 제어 CPU는 고정 주파수 및 전류 모드의 PWM 칩 UC3842로, 발진기, 오차 증폭기, PWM 비교기, SR 트리거 등 핵심 제어 부품을 통합합니다. 이 칩은 저전압 및 과전류 보호 기능, 토템 폴 출력 모드, 500kHz 동작 주파수, 1mA 미만 시동 전류, 최대 1A 출력 전류를 가집니다.

핀 기능은 각각 다릅니다. 핀 7은 전원 공급용입니다. 전압이 16V 느린 시동 임계값을 초과하면 슈미트 트리거가 하이 레벨을 출력합니다. 전압 레귤레이터가 핀 8에 5V 기준 전압을 공급하고 전압이 10V 미만이면 슈미트 트리거가 로우 레벨을 출력하여 저전압 잠금을 수행합니다. 내부 안정전압 튜브가 최대 입력 전압을 36V 이내로 제한합니다. 핀 4가 외부 RC 회로를 통해 Ct에 전원을 공급하고 핀 8이 저항 Rt와 Ct를 통해 내부 전류 소스 발전을 통해 발진기 주파수를 결정합니다. 핀 2는 오차 증폭기 반전 입력, 핀 1은 오차 증폭기 출력으로 보상 공급. 핀 3은 전류 검출 핀으로 오차 증폭기 출력을 통해 듀티 사이클 결정. 핀 3 전압이 1V 초과하면 전류 흐름 차단. 핀 6은 토템 폴 모드 출력으로 최대 동작 전류 1A, 스위칭 튜브 닫힘 가속.

플라이백 스위칭 전원 제어부 설계

제어부 회로도는 그림 3과 같습니다. 플라이백 컨버터 제어부는 대부분 칩 UC3842 내부에 통합되어 있으며 몇 개의 외부 부품만으로 필요한 제어 기능을 구현할 수 있습니다. 주요 제어 기능 모듈에는 시동 회로, 주파수 설계, 보호 회로, 구동 회로, 슬로프 보상이 포함됩니다.

• 시동 회로와 주파수 설계

시동 회로는 핀 7에 16V 이상의 시동 전압을 공급합니다. 시스템 시동 시 보조 권선이 핀 7에 전원을 공급합니다. 시스템 동작 주파수는 핀 8과 핀 4 사이 타이밍 커패시터와 저항에 의해 결정됩니다. 핀 8의 5V 기준 전압이 저항 R₉를 통해 커패시터 C₁₅에 전원을 공급합니다. 커패시터 C₁₅는 내부 전류 소스 발전을 통해 톱니파를 생성하며 그 시간 범위가 칩 PWM 출력 데드 타임을 결정합니다. 성능 보장을 위해 데드 타임은 진동 주기보다 5% 미만이어야 합니다. 타이밍 시퀀스 다이어그램에 따라 C₁₅ = 3.3nF, 동작 주파수 47kHz를 얻습니다. 공식 f_osc = 1.7/(R_ref × C₁₅)에 따라 R₉ 값은 11kΩ입니다.

• 전류 폴드백 회로

칩 전류 폴드백 회로는 트랜스포머 1차 측 인덕터 전류를 과전류 검출 저항을 통해 전압과 오차 증폭기 출력으로 변환하여 PWM 비교기로 구현합니다. 핀 3 전압이 1V 초과하면 출력 차단. 피크 인덕터 전류는 1A로 설정하고 전류 검출 저항 R₁₃ 값은 1Ω로 설정. 트랜스포머 1차 측 인덕터 전류 피크로 인한 오작동 차단 방지를 위해 R₁₁과 C₁₄를 연결하여 피크 필터링하며 피크 전류는 약 수백 나노초입니다. R₁₁ = 1kΩ, C₁₄ = 500pF 조건에서 시정수 τ = RC = 500ns.

• MOS 튜브 구동 회로

MOS 튜브 구동 회로는 PWM 우수한 파형, 특히 폴 에지 담당. 출력 핀 6과 게이트 직렬 저항 R₆ 직렬 연결이 MOS 튜브 입력 커패시턴스와 회로 내 직렬 리드 인덕턴스로 인한 고주파 기생 변동 감소. MOS 튜브 스위치 PWM 파형 보장을 위해 R₆ 값은 항상 수십~이십 옴 범위에서 작게 유지. R₈ 값은 MOS 튜브 게이트 블리더 저항으로 15kΩ 설정.

• 슬로프 보상

피크 전류 모드 제어에서 인덕터 전류 피크 값은 일정하게 설정되지만 평균 값은 일정하지 않습니다. 듀티 사이클 변화가 평균 전류를 변경하고 피크 전류 제어 내부 루프가 인덕터 전류 피크 값은 보장하지만 출력 전압과 호환되는 정확한 인덕터 전류 평균 값 제어는 실패하여 출력 전압이 지속적으로 변합니다. 듀티 사이클이 50% 초과하면 인덕터 전류 변동이 발진 생성. 이 설계에서 슬로프 보상 필요. 상향 슬로프 보상 적용은 전류 샘플 신호에 양 기울기 전압 스택. 이 설계에서 커패시티브 보상 적용, 핀 3과 핀 4 사이 100pF C₅₁ 추가. 발진기 진동 신호가 커패시터 통해 C₅₁과 핀 3에 전원 공급. 이 슬로프 보상 유형에서 커패시턴스는 pF 등급으로 상대적으로 작아 발진기 전류 유입과 핀 3 과도한 음전압 생성을 피함.

플라이백 스위칭 전원 주변 회로 설계

• EMI 및 정류 필터 회로 설계

고주파 전력망 간섭이 기기에 미치는 영향과 고주파 스위칭이 전력망에 미치는 영향을 필터링하기 위해 입력 단에 EMI 필터 회로 추가. 일반적인 EMI 필터 파형 회로도는 그림 4와 같습니다.

C₁은 전력망 입력 포트, C₂는 기기 입력 포트에 연결하여 차동 모드 간섭 제거. L은 공통 모크 초크와 같은 방향으로 공통 모드 간섭 필터링. C₁₆, C₁₇은 그라운드에 연결하여 공통 모드 간섭 필터링.

C₁₆, C₁₇ 누설 전류는 공식 에 따름. 두 동일 커패시터에 대해 누설 전류 진폭은 공식 을 따름. 여기서 f는 전력망 주파수 50Hz, C는 그라운드 기준 전체 커패시턴스 4400pF, V는 그라운드 전압 110V. 따라서 I_leak 값은 0.15mA로 EMI가 안전 표준과 호환된 후 유효값 220VAC 교류와 호환. 진폭은 , 출력 DCV는 . 다이오드 역방향 내압은 다음 요구사항 충족: . C는 필터 커패시턴스, R_L은 부하. 시정수 R_LC가 클수록 커패시턴스가 부드러워 필터 효과 향상. 높은 내압 다이오드 ln4007 선택.

• 필터 출력 임피던스와 컨버터 입력 임피던스에 의한 발진

컨버터 입력 임피던스와 필터 출력 임피던스 불일치도 발진 유발 가능. 루프 시스템 컨버터 입력 임피던스는 음수 저항()으로 간주. 필터는 LC 필터로 인덕턴스와 커패시턴스 ESR로 전달 함수 획득.

시스템 상수 발진 컨버터 입력 임피던스는 공식 을 준수해야 함.

따라서 루프 컨버터 입력 임피던스가 계산된 필터 발진 출력 임피던스보다 작을 때만 전달 함수 감쇠 계수가 양수 값이 되어 안정화되어 발진 감소. 그렇지 않으면 회로 변동 발생.

• 스너버 회로 설계

차단 과전압으로 주파수 튜브 파괴 방지를 위해 1차 측 RCD 스너버 회로 트랜스포머에 조립. 출력 포트 출력 다이오드 하드 브레이크다운 방지 위해 출력 스너버 회로 추가(그림 5).

MOS 튜브 차단 과정에서 1차 측 전류 i_d가 트랜스포머 1차 측 누설 인덕턴스를 통해 기생 누설 소스 커패시턴스에 전원 공급. 이 고주파 전압이 스위치 튜브 전압을 내압 초과하게 하여 스위치 튜브 파괴 가능. 따라서 RCD 스너버 회로 추가로 전압 탭핑 경로 제공. 높은 내압 고속 회복 다이오드 FR107 선택, RCD 저항 5kΩ, 커패시턴스 3300pF.

입력 개방 시 MOS 튜브 열림, 출력 쇼트키 다이오드에 가해지는 전압()과 MOS 튜브 하드 브레이크다운이 다이오드 파괴 유발. RC 스너버 회로 추가 시 쇼트키 다이오드 전압 V_D = V_O + I_O × R₃. 2SK792 MOS 튜브 개방 시간 55ns, SB540 쇼트키 다이오드 역방향 내압 60V, 출력 V_O 5V, 최대 전류 3A. 따라서 최대 스너버 회로 등가 저항 18.33Ω, (). R=18Ω, C=560pF 시 등가 직렬 저항 18.06Ω.

• 출력 회로 설계

출력부에서 쇼트키 다이오드로 정류 구현, 필터링은 낮은 ESR 커패시터 적용으로 등가 커패시터 ESR 감소시켜 출력 감소(그림 6).

출력 샘플링 회로는 R₅, R₁₂ 차동 전압으로 획득. R₁₂ 값은 TL431 출력 단자 전류 1.5μA 참조 결정. 차동 전압 비율과 노이즈에 전류 영향 방지 위해 R₁₂ 흐르는 전류는 TL431 입력 전류 100배 이상. R_low < 2.5/150μA = 16.6kΩ. TL431 동작 전류 1mA~100mA 범위. R₅ 전류 거의 0일 때 R₁₄가 1mA TL431 공급(R₁₄ < U_f/1mA). PC817B 매뉴얼 기준 U_f = 1.15V, R₁₄ 값 1kΩ 가능(1.15kΩ 미만이어야 함).

PC817B 트라이오드 특성 곡선 기준, 트랜지스터 순방향 전류 약 7mA 시 I_C도 7mA, 이미터 전압이 비교적 넓은 범위에서 uc3842comp와 리니어. PC817B CTR 1.3~2.6 범위. I_C = 7mA 최악 상황 고려 시 CTR 1.3. LED 최대 필요 전류 I_f = I_C/1.3 = 5.38mA, R₄ < (5 - U_ka - U_f)/5.38mA = (5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA = 250Ω. TL431 최대 견딜 전류 150mA, PC817 최대 견딜 전류 50mA. 따라서 R₄ 최대 공급 전류 50mA, R₄ > (5 - 1.15 - 2.5)/50mA = 27Ω. R₄ 범위 27Ω~250Ω, 150Ω 선택.

• 그라운드 회로 설계

트랜스포머는 스위칭 전원에서 콜드 그라운드와 핫 그라운드 간 절연체로 적용. 트랜스포머 1차 측 핫 그라운드는 전력망 통해 루프 형성. 2차 트랜스포머는 콜드 그라운드와 그라운드로 형성된 루프. 안전 커패시터 Y를 C₁₆, C₁₇로 선택하여 영선과 화선을 프레임 그라운드에 연결해 공통 모드 간섭 필터링. 핫 그라운드와 콜드 그라운드 사이 커패시터 C₁₈가 트랜스포머 2차 측 노이즈를 1차 측 단락으로 변환하여 복사 전자파 감소.

참고 자료
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